马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器

权利要求书： 1.一种马达驱动装置，其中，

具备逆变器，该逆变器将从电池输出的直流电压转换为交流电压，输出所述交流电压作为对马达施加的施加电压，从所述电池输出的电压包括第1电压、低于所述第1电压的第2电压和高于所述第1电压的第3电压，所述第3电压是从所述电池的放电开始到经过预定时间后的第1时刻的电压，所述第1电压是从所述第1时刻到经过预定时间后的第2时刻的电压，所述第2电压是从所述第

2时刻到电池的放电结束的电压，

其中，当所述直流电压为高于所述第1电压的所述第3电压时的所述施加电压低于当所述直流电压为所述第1电压时的所述施加电压。

2.根据权利要求1所述的马达驱动装置，其中，当所述直流电压为低于所述第1电压的所述第2电压时的所述施加电压低于当所述直流电压为所述第1电压时的所述施加电压。

3.根据权利要求2所述的马达驱动装置，其中，具备位置传感器，该位置传感器检测所述马达具有的转子的旋转位置，输出表示检测出的所述旋转位置的旋转位置信息，其中，当所述施加电压从所述第1电压时的施加电压变为所述第2电压时的所述施加电压时，使超前角从第1超前角变为小于所述第1超前角的第2超前角，该超前角是使用所述旋转位置信息计算的、所述施加电压相对于在所述马达中产生的感应电压的提前角。

4.根据权利要求3所述的马达驱动装置，其中，当所述直流电压为高于第1电压的所述第3电压时，大于所述第1超前角的第3超前角被设定为所述超前角。

5.根据权利要求1至4中的任意一项所述的马达驱动装置，其中，所述逆变器具有多个开关元件，多个所述开关元件中的至少一个由宽带隙半导体构成。

6.根据权利要求5所述的马达驱动装置，其中，所述宽带隙半导体为碳化硅、氮化镓或金刚石。

7.一种电动送风机，其中，

具备权利要求1至6中的任意一项所述的马达驱动装置。

8.一种吸尘器，其中，

具备权利要求7所述的电动送风机。

9.一种干手器，其中，

具备权利要求7所述的电动送风机。

说明书： 马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器技术领域[0001] 本发明涉及驱动马达的马达驱动装置、具备马达驱动装置的电动送风机、吸尘器以及干手器。背景技术[0002] 专利文献1中公开了如下技术：能够根据马达的种类改变从马达驱动控制电路施加至马达的电压并且将施加至马达的电压保持为恒定。[0003] 现有技术文献[0004] 专利文献[0005] 专利文献1：日本特许第5541332号公报发明内容[0006] 发明所要解决的技术课题[0007] 然而，在专利文献1所公开的技术中，由于电压指令被控制为恒定以便使施加至马达的电压保持为恒定，因此例如在马达的电力供给源为电池的情况下，当电池的剩余容量降低而电池的输出电压降低时，电池的放电电流增加。因此存在如下技术课题：由于放电电流的增加而电池的温度上升，电池的性能降低并且寿命变短。[0008] 本发明是鉴于上述技术课题而做出的，目的在于得到能够抑制电池的温度上升的马达驱动装置。[0009] 用于解决技术课题的技术方案[0010] 为了解决上述技术课题并达到目的，本发明的马达驱动装置具备将从电池输出的直流电压转换为交流电压、输出交流电压作为对马达施加的施加电压的逆变器。当直流电压为低于第1电压的第2电压时的施加电压低于当直流电压为第1电压时的施加电压。[0011] 发明效果[0012] 本发明的马达驱动装置实现能够抑制电池的温度上升的效果。附图说明[0013] 图1为示出具备本发明的实施方式的马达驱动装置的马达驱动系统的结构的图。[0014] 图2为示出图1所示的单相逆变器的电路结构的图。[0015] 图3为示出用于生成图1所示的脉冲宽度调制(PulseWidthModulation：PWM)信号的功能结构的图。[0016] 图4为详细示出图3所示的载波比较部及载波生成部的图。[0017] 图5为示出图4所示的电压指令、PWM信号和马达施加电压的波形的时序图。[0018] 图6为示出图4所示的电压指令被调制时的波形、PWM信号的波形和马达施加电压的波形的时序图。[0019] 图7为示出用于计算图3及图4所示的超前相位及电压振幅指令的功能结构的图。[0020] 图8为示出图1所示的电源的放电特性的图。[0021] 图9为示出图8所示的直流电压与电压指令的关系的图。[0022] 图10为说明由图7所示的电压振幅指令控制部执行的电压指令控制的工作的流程图。[0023] 图11为示出图7所示的超前相位的计算方法的一例的图。[0024] 图12为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第1图。[0025] 图13为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第2图。[0026] 图14为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第3图。[0027] 图15为示出能够用作图2所示的开关元件的MOSFET(Metal?Oxide?SemiconductorField?EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)的概略构造的示意性剖视图。[0028] 图16为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的吸尘器的结构图。[0029] 图17为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的干手器的结构图。[0030] 图18为用于说明本发明的实施方式的马达驱动装置中的调制控制的图。[0031] 附图标记[0032] 1：马达驱动系统；2：马达驱动装置；10：电源；11：单相逆变器；11?1、11?2：连接端；12：单相马达；12a：转子；12b：定子；20：电压传感器；21：位置传感器；21a：位置传感器信号；

25：控制部；31：处理器；32：驱动信号生成部；33：载波生成部；33a：载频设定部；34：存储器；

38：载波比较部；38a：绝对值运算部；38b：除法部；38c、38d：乘法部；38e、38f：加法部；38g、

38h：比较部；38i、38j：输出反转部；42：转速计算部；44：超前相位计算部；45：电压振幅指令控制部；51、52、53、54：开关元件；51a、52a、53a、54a：体二极管；61：吸尘器；62：延长管；63：

吸入口体；64、95：电动送风机；65：集尘室；66：操作部；67：电池；68、97：传感器；90：干手器；

91：壳体；92：手检测传感器；93：接水部；94：排水容器；96：盖；98：吸气口；99：手插入部；

600：半导体基板；601、603：区域；602：氧化绝缘膜；604：沟道。

具体实施方式[0033] 以下基于附图详细说明本发明的实施方式的马达驱动装置、电动送风机、吸尘器以及干手器。此外，本发明不受此实施方式的限定。[0034] 实施方式[0035] 图1为示出具备本发明的实施方式的马达驱动装置的马达驱动系统的结构的图。本发明的实施方式的马达驱动系统1具备电源10、马达驱动装置2以及单相马达12。

[0036] 电源10为对马达驱动装置2供给直流电力的电池。[0037] 单相马达12为具备永磁型的转子12a和定子12b的无刷马达。此外，单相马达12只要为产生感应电压的永磁型马达即可，不限定于无刷马达。设为在转子12a中在周向上排列有4个永磁体。这些永磁体各自的磁极的方向被配置为在周向上交替反转，形成转子12a的多个磁极。未图示的绕组缠绕于定子12b。马达电流流过该绕组。马达电流等于从单相逆变器11向单相马达12供给的交流电流。[0038] 马达驱动装置2为对单相马达12供给交流电力以驱动单相马达12的装置。马达驱动装置2具备电压传感器20、位置传感器21、单相逆变器11、控制部25以及驱动信号生成部32。

[0039] 电压传感器20检测从电源10输出的直流电压dc。此外，电压传感器20可以检测施加至马达驱动装置2的输入端的电压，也可以检测向连接于电源10的输出端的布线施加的直流电压。[0040] 位置传感器21检测转子12a的旋转位置即转子旋转位置，输出检测出的旋转位置信息作为位置传感器信号21a。位置传感器信号21a为根据从转子12a产生的磁通的方向而取高电平或低电平的2值电位的信号。[0041] 单相逆变器11为具有将从电源10供给的直流电力转换为交流电力并施加于马达的直流交流转换功能的电力转换器。[0042] 控制部25基于直流电压dc和从位置传感器21输出的位置传感器信号21a来生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4。以下有时将PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4简称为PWM信号。[0043] 驱动信号生成部32将从控制部25输出的PWM信号放大，输出放大后的信号作为用于驱动单相逆变器11内的开关元件的驱动信号S1、S2、S3、S4。驱动信号S1为PWM信号Q1被放大后的信号，驱动信号S2为PWM信号Q2被放大后的信号，驱动信号S3为PWM信号Q3被放大后的信号，驱动信号S4为PWM信号Q4被放大后的信号。[0044] 控制部25具有处理器31、载波生成部33以及存储器34。处理器31为进行关于PWM控制及超前角控制的各种运算的处理部。PWM控制及超前角控制的详情将在后说明。作为处理器31，能够例示CPU(也称为中央处理单元(CentralProcessingUnit)、中央处理装置、处理装置、运算装置、微处理器、微型计算机、处理器、DSP(DigitalSignalProcessor，数字信号处理器))或系统LSI(LargeScaleIntegration，大规模集成电路)。[0045] 作为存储器34，能够例示如RAM(RandomAccessMemory，随机存取存储器)、ROM(ReadOnlyMemory，只读存储器)、闪存、EPROM(ErasableProgrammableReadOnlyMemory，可擦除可编程只读存储器)、EEPROM(注册商标)(ElectricallyErasableProgrammableReadOnlyMemory，电可擦除可编程只读存储器)这样的非易失性或易失性半导体存储器。另外，存储器34不限定于这些，也可以为磁盘、光盘、压缩光盘、迷你盘或DD(DigitalersatileDisc，数字多功能光盘)。存储器34中保存由处理器31读取的程序。存储器34被用作处理器31进行运算处理时的工作区域。此外，图1所示的载波生成部33的功能可以由执行存储器34中储存的专用程序的处理器来实现，也可以由专用硬件来实现。载波生成部33的结构的详情将在后说明。[0046] 图2为示出图1所示的单相逆变器的电路结构的图。单相逆变器11具有桥式连接的多个开关元件51、52、53、54。在图2中除了单相逆变器11具有的多个开关元件51、52、53、54之外，还示出了连接于单相逆变器11的单相马达12。位于高电位侧的两个开关元件51、53各自被称为上支路的开关元件。位于低电位侧的两个开关元件52、54各自被称为下支路的开关元件。[0047] 开关元件51向开关元件52的连接端11?1和开关元件53向开关元件54的连接端11?2构成桥式电路中的交流端。单相马达12连接于连接端11?1及连接端11?2。

[0048] 开关元件51中形成有在开关元件51的漏极与源极之间并联连接的体二极管51a。开关元件52中形成有在开关元件52的漏极与源极之间并联连接的体二极管52a。开关元件

53中形成有在开关元件53的漏极与源极之间并联连接的体二极管53a。开关元件54中形成有在开关元件54的漏极与源极之间并联连接的体二极管54a。体二极管51a、52a、53a、54a分别为形成于MOSFET的内部的寄生二极管，被用作回流二极管。

[0049] 作为多个开关元件51、52、53、54的各个开关元件，能够例示由硅基材料构成的MOSFET。但是，多个开关元件51、52、53、54的各个开关元件不限定于由硅基材料构成的MOSFET，多个开关元件51、52、53、54中的至少1个可以为由碳化硅、氮化镓基材料或金刚石这样的宽带隙半导体构成的MOSFET。[0050] 一般而言，与硅半导体相比，宽带隙半导体的耐电压及耐热性高。因此，通过使用宽带隙半导体作为多个开关元件51、52、53、54中的至少1个，开关元件51、52、53、54的耐电压性及容许电流密度变高，能够使装入有开关元件51、52、53、54的半导体模块的尺寸变小。另外由于宽带隙半导体的耐热性也高，能够使用于散发半导体模块中产生的热量的散热部的尺寸变小，还能够使散发半导体模块中产生的热量的散热构造简化。

[0051] 图3为示出用于生成图1所示的PWM信号的功能结构的图。图4为详细示出图3所示的载波比较部及载波生成部的图。生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4的功能能够由图3所示的载波生成部33及载波比较部38来实现。载波比较部38的功能由图1所示的处理器31来实现。对载波比较部38输入超前相位θv、基准相位θe、由载波生成部33生成的载波、直流电压dc和电压指令m的振幅值即电压振幅指令*。载波比较部38基于超前相位θv、基准相位θe、载波、直流电压dc及电压振幅指令*来生成PWM信号。[0052] 超前相位θv及基准相位θe被用于生成图4所示的电压指令m1、m2。超前相位θv由后述的超前相位计算部来计算。“超前相位”是指以相位来表示电压指令的提前角即超前角θvv。“提前角”是指单相逆变器11对定子绕组施加的马达施加电压与未图示的定子绕组中感应的马达感应电压之间的相位差。马达施加电压与单相逆变器11的输出电压即逆变器输出电压同义。当马达施加电压比马达感应电压提前时，“提前角”取正值。基准相位θe由后述的转速计算部来计算。基准相位θe为将转子12a从基准位置起的角度即转子机械角换算为电角而得到的相位。[0053] 如图4所示，载波生成部33具有载频设定部33a。在载频设定部33a中设定载波的频率即载频fC[Hz]。通过载频设定部33a生成与超前相位θv的周期同步的载波。生成的载波被输出至载波比较部38。图4中示出作为载波的一例的三角波的波形。三角波是其峰值为“1”、其谷值为“0”的信号波。此外，单相逆变器11的PWM控制包括同步PWM控制和非同步PWM控制。在非同步PWM控制时，不需要使载波与超前相位θv同步。

[0054] 载波比较部38具有绝对值运算部38a、除法部38b、乘法部38c、乘法部38d、加法部38e、加法部38f、比较部38g、比较部38h、输出反转部38i以及输出反转部38j。

[0055] 绝对值运算部38a运算电压振幅指令*的绝对值|*|。在除法部38b中，绝对值|*|除以直流电压dc。例如，即使在电源10的电压降低了的情况下，通过将绝对值|*|除以直流电压dc，与电池电压降低且不除以直流电压dc的情况相比，能够使调制率增加，从而避免马达施加电压由于电源10的电压降低而降低。电池电压表示电池的输出电压。[0056] 乘法部38c将超前相位θv与基准相位θe相加，并运算相加后的结果的正弦。乘法部38c通过对运算出的正弦乘以除法部38b的输出来运算电压指令m。

[0057] 加法部38e对作为乘法部38c的输出的电压指令m加上1。加法部38e的输出作为用于驱动图2所示的两个开关元件51、52的电压指令m1被输入至比较部38g。电压指令m1及载波被输入至比较部38g。比较部38g对电压指令m1和载波进行比较，比较结果为PWM信号Q2。[0058] 输出反转部38i对比较部38g的输出进行反转。输出反转部38i的输出为PWM信号Q1。利用输出反转部38i，开关元件51和开关元件52不会同时接通。[0059] 乘法部38d对作为乘法部38c的输出的电压指令m乘以－1。加法部38f对乘法部38d的输出加上1。加法部38f的输出作为用于驱动图2所示的两个开关元件53、54的电压指令m2被输入至比较部38h。电压指令m2及载波被输入至比较部38h。比较部38h对电压指令m2和载波进行比较，比较结果为PWM信号Q4。

[0060] 输出反转部38j对比较部38h的输出进行反转。输出反转部38j的输出为PWM信号Q3。利用输出反转部38j，开关元件53和开关元件54不会同时接通。[0061] 图5为示出图4所示的电压指令、PWM信号和马达施加电压的波形的时序图。图5中示出位置传感器信号、转子机械角θm、基准相位θe、超前相位θv、电压指令m1、电压指令m2、载波、PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4以及马达施加电压的波形。电压指令m1的波形由虚线示出，电压指令m2的波形由单点划线示出。这些波形例如为具备4个永磁体的转子12a旋转一周时检测出的波形。图5中由箭头示出的A、B、C、D、E表示在缠绕于单相马达12的定子12b的线圈流过的电流换流的定时。[0062] 图4所示的载波比较部38能够使用图5所示的波形的电压指令m1、m2来生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4。另外，通过利用这样的PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4来控制单相逆变器11内的开关元件51、52、53、54，从而PWM控制后的马达施加电压被施加于单相马达12。马达施加电压为取高电平、低电平或零电平的电位的信号。[0063] 另外，作为在生成PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4时使用的调制方式，已知双极调制方式和单极调制方式。双极调制方式为输出以正或负的电位变化的电压脉冲的调制方式。单极调制方式为输出每电源半周期以3个电位变化的电压脉冲、即在正电位、负电位和零电位之间变化的电压脉冲的调制方式。[0064] 图5所示的PWM信号Q1、Q2、Q3、Q4的波形为基于单极调制的波形。在本实施方式的马达驱动装置2中可以使用任意的调制方式。此外，在需要使马达施加电压的波形和流过单相马达12的线圈的电流的波形更加接近正弦波的用途中，相比双极调制，优选采用谐波含量少的单极调制。[0065] 如上所述，马达施加电压是通过对载波和电压指令进行比较来决定的。由于马达转数越升高，电压指令的频率越增加，因此在一个电角周期中输出的马达施加电压中包含的电压脉冲的数量越减少。因此，电压脉冲的数量对电流波形的失真造成的影响变大。一般而言，在电压脉冲的数量为偶数次时，马达施加电压被叠加偶次谐波，正侧波形与负侧波形的对称性消失。因而，为了使流过单相马达12的线圈的电流的波形接近抑制谐波含量后的正弦波，优选以一个电角周期中的电压脉冲的数量为奇数次的方式进行控制。通过以一个电角周期中的电压脉冲的数量为奇数次的方式进行控制，从而能够使流过单相马达12的线圈的电流的波形接近正弦波。[0066] 图6为示出图4所示的电压指令被调制时的波形、PWM信号的波形和马达施加电压的波形的时序图。图6中示出在过调制时表示出恒定值的电压指令m1及电压指令m2。过调制是指调制率超过1。如图6所示，当过调制时的电压指令m1及电压指令m2超过载波的峰值时，与调制率为1以下的情况相比，PWM信号的脉冲数变少。由于当PWM信号的脉冲数变少时，设置于单相逆变器11的开关元件的控制性降低，因此当电池的放电电压发生变动时，单相逆变器11的输出电压、即马达施加电压也有可能发生变动。例如，刚充满电后的电池的放电电压的值高于从放电开始到放电结束的电压的平均值，因此当在放电电压的值高的状态下电压指令m1及电压指令m2被控制为恒定值时，马达施加电压也变高。因此，有时不仅电池的放电电流会增加，而且单相马达12中也会流过过量的电流。[0067] 另外，当在过调制区域中电压指令m1及电压指令m2变为恒定时，电流被控制以使马达施加电压变为恒定，因此当例如电池的剩余容量变少而电池的输出电压降低时，电压指令被控制为恒定从而电池的放电电流增加。因此，放电电流增加，从而有可能电池的温度上升，电池的性能降低并且寿命变短。[0068] 像这样，当在过调制区域中电压指令m1及电压指令m2被控制为恒定时，马达施加电压有时会变高，并且电池的寿命有可能变短。为了解决这样的问题的本实施方式的马达驱动装置2构成为当电池的电压降低时，过调制区域中的电压指令m1及电压指令m2降低。[0069] 图7为示出用于计算图3及图4所示的超前相位及电压振幅指令的功能结构的图。图7所示的转速计算部42、超前相位计算部44及电压振幅指令控制部45各自的功能由图1所示的处理器31及存储器34来实现。即，事先将用于执行转速计算部42、超前相位计算部44及电压振幅指令控制部45的处理的计算机程序储存于存储器34，通过处理器31读出并执行程序，从而实现转速计算部42、超前相位计算部44及电压振幅指令控制部45的功能。

[0070] 转速计算部42基于位置传感器信号21a来计算单相马达12的转速ω和基准相位θe。基准相位θe为将转子12a从基准位置起的旋转角度即转子机械角θm换算为电角而得到的相位。超前相位计算部44基于由转速计算部42计算出的转速ω及基准相位θe来计算超前相位θv。[0071] 接下来对电压指令的控制工作进行说明。图8为示出图1所示的电源的放电特性的图。图9为示出图8所示的直流电压与电压指令的关系的图。图10为说明由图7所示的电压振幅指令控制部执行的电压指令控制的工作的流程图。[0072] 图8中示出电池的放电特性，纵轴表示电池的输出电压，横轴表示电池的放电时间。刚充满电后的电池从开始放电到经过一定时间后的时刻T1的输出电压A表示出高于从时刻T1到经过一定时间后的时刻T2的输出电压B的值。另外，从时刻T2到经过一定时间后的时刻T3的输出电压c表示出低于输出电压B的值。输出电压B为第1电压。输出电压c为第2电压。输出电压A为第3电压。电压1表示例如放电开始电压，电压3表示例如放电结束电压，电压2表示例如对从放电开始到放电结束的输出电压进行平均得到的平均电压。此外，电压1、电压2及电压3只要具有1＞2＞3的关系即可，电压1可以为低于放电开始电压的电压，电压3可以为高于放电结束电压的电压，电压2可以为高于平均电压的电压或低于平均电压的电压。[0073] 图9的横轴表示电池的输出电压，图9的纵轴表示电压振幅指令。由实线示出的*x为在电压指令被控制为恒定时所利用的电压振幅指令。由虚线示出的*为从本实施方式的电压振幅指令控制部45输出的电压振幅指令。在电压振幅指令控制部45中设定有表示由虚线示出的输出电压与电压振幅指令的对应关系的表格。*1为与电压1对应的电压振幅指令。*3为与电压3对应的电压振幅指令。*2为与电压2对应的电压振幅指令。电压振幅指令*1及*3低于电压振幅指令*2。[0074] 电压振幅指令控制部45通过参照该表格来判断电池的输出电压即直流电压dc是否为电压2以下(步骤S1)。[0075] 在直流电压dc为电压2以下时(步骤S1为是)，电压振幅指令控制部45输出高于电压振幅指令*3且低于电压振幅指令*2的电压振幅指令*(步骤S2)。[0076] 在直流电压dc高于电压2时(步骤S1为否)，电压振幅指令控制部45输出高于电压振幅指令*1且低于电压振幅指令*2的电压振幅指令*(步骤S3)。[0077] 从电压振幅指令控制部45输出的电压振幅指令*被输入至载波比较部38。在载波比较部38中，由于生成了低于与电压振幅指令*2对应的电压指令m的电压指令，根据该电压指令，以低于当被输入电压振幅指令*2时的调制率的调制率来生成载波信号。对单相马达12施加低于当被输入电压振幅指令*2时的马达施加电压的电压。[0078] 像这样，在马达驱动装置2中，当作为电池的输出电压的直流电压从第1电压变为第2电压时，使施加于马达的电压从第1施加电压变为低于第1施加电压的第2施加电压。另外，在马达驱动装置2中，当直流电压为高于第1电压的第3电压时，低于第1施加电压的第3施加电压被输出为马达施加电压。据此，与电压指令被控制为恒定的情况相比，马达施加电压降低，电池的放电电流降低。由于放电电流降低从而电池的发热被抑制，因此能够抑制电池的性能降低，并且能够使电池的寿命变长。另外，由于减少了在构成单相逆变器11的电阻器及开关元件等发热部件流过的电流，因此抑制了这些发热部件的发热，能够实现发热部件的寿命延长。另外，由于能够通过抑制电流的增加来最大限度地使用电池的容量，因此能够延长装配有马达驱动装置2的产品的运行时间。[0079] 接下来对本实施方式中的超前角控制进行说明。图11为示出图7所示的超前相位的计算方法的一例的图。图11的横轴为马达转数N，图11的纵轴为超前相位θv。马达转数N为每单位时间的转数，与转速对应。如图11所示，超前相位θv能够使用相对于马达转数N的增加而超前相位θv增加的函数来确定。在图11的例子中，利用一阶线性函数来确定超前相位θv，但不限于此，只要是与马达转数N的增加相应地超前相位θv变为相同的关系或超前相位θv变大的关系即可，可以使用一阶线性函数以外的函数。[0080] 此外，在电动送风机的情况下，负载转矩随着作为马达负载的叶片的转数增加而增加，并且还由于风路直径变宽而增加。在以吸尘器为例的情况下，风路直径表示吸入口的宽度。[0081] 例如，在由于没有东西接触吸入口，因此风路直径宽时，需要吸入风的力量。因此，在叶片以相同转数旋转时，负载转矩变大。另一方面，在有东西接触吸入口而吸入口堵塞的状态下，风路直径变窄，不需要吸入风的力量。因此，在叶片以相同转数旋转时，负载转矩变小。[0082] 接下来对超前角控制的效果进行说明。首先，能够通过使超前相位θv与转数的增加相应地增加来扩大转数范围。在将超前相位θv设为“0”时，转数在马达施加电压与马达感应电压匹配处饱和。为了使转数进一步增加，通过将超前相位θv提前，减弱由于电枢反应导致的定子中产生的磁通，从而马达感应电压的增加被抑制，转数增加。因而，能够通过与转数相应地选择超前相位θv来得到宽的转数区域。[0083] 在本实施方式中，在例如马达驱动装置2被应用于吸尘器时，不论吸入口的状态怎么变化，即不论负载转矩怎么变化，都进行电压振幅指令*与电池的电压相应地降低的控制以及马达转数N越变低则超前相位θv越变小的控制。即，在马达驱动装置2中，当马达施加电压从第1施加电压变为第2施加电压时，使用旋转位置信息计算的超前角θvv从第1超前角变为小于第1超前角的第2超前角。另外，在马达驱动装置2中，当直流电压为高于第1电压的第3电压时，大于第1超前角的第3超前角被设定为超前角θvv。像这样，除了电压振幅指令*的控制之外，超前角θvv被控制为与马达转数N相应地变化，从而与超前角θvv被控制为恒定的情况相比，功率因数的降低被抑制，功耗的降低被抑制。另外，能够在抑制功耗降低的同时在宽的转速范围内得到大的转矩，从而能够实现单相马达12的稳定驱动。[0084] 接下来，参照图12至图15对本实施方式的损耗减少方法进行说明。图12为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第1图。图13为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第2图。图14为示出基于逆变器输出电压的极性的马达电流的路径的第3图。图15为示出能够用作图2所示的开关元件的MOSFET的概略构造的示意性剖视图。以下首先参照图15说明MOSFET的概略的构造，之后参照图12至图14说明马达电流的路径。[0085] 图15中例示了n型MOSFET。在n型MOSFET的情况下，如图15所示，使用p型半导体基板600。在半导体基板600上形成有源极电极S、漏极电极D及栅极电极G。在与源极电极S及漏极电极D相接的部位被离子注入高浓度杂质而形成有n型区域601。另外，在半导体基板600中，在未形成有n型区域601的部位与栅极电极G之间，形成有氧化绝缘膜602。即，氧化绝缘膜602位于栅极电极G与半导体基板600中的p型区域603之间。[0086] 当栅极电极G被施加正电压时，电子被吸引至半导体基板600中的p型区域603与氧化绝缘膜602之间的边界面，该边界面带负电。在电子聚集处，电子密度变得高于空穴密度而变为n型。该n型化后的部分成为电流的流通路径而被称为沟道604。在图15的例子中，沟道604为n型沟道。通过将MOSFET控制为接通，从而相比形成于p型区域603的体二极管，流过的电流更多流过沟道604。[0087] 在逆变器输出电压的极性为正时，如由图12的粗实线(a)所示，电流通过第1相的上支路即开关元件51的沟道而流入单相马达12，通过第2相的下支路即开关元件54的沟道而从单相马达12流出。另外，在逆变器输出电压的极性为负时，如由图12的粗虚线(b)所示，电流通过第2相的上支路即开关元件53的沟道而流入单相马达12，通过第1相的下支路即开关元件52的沟道而从单相马达12流出。[0088] 接下来，对逆变器输出电压为零、即从单相逆变器11输出零电压时的电流路径进行说明。当在生成了正的逆变器输出电压之后逆变器输出电压变为零时，如由图13的粗实线(c)所示，成为回流模式，在回流模式中电流不从电源侧流动，电流在单相逆变器11与单相马达12之间往返。此时，由于刚流过单相马达12的电流的方向不变，因此从单相马达12流出的电流通过第2相的下支路即开关元件54的沟道和第1相的下支路即开关元件52的体二极管52a返回单相马达12。此外，由于在生成了负的逆变器输出电压之后逆变器输出电压变为零时，刚刚流过的电流的方向是相反的，因此如由图13的粗虚线(d)所示，回流电流的方向变为相反。如果具体地说明，则从单相马达12流出的电流通过第1相的上支路即开关元件51的体二极管51a和第2相的上支路即开关元件53的沟道而返回单相马达12。

[0089] 如上述的说明那样，在电流在单相马达12与单相逆变器11之间回流的回流模式中，在第1相及第2相中的任意一相中电流流过体二极管。一般而言，已知与使电流沿二极管的正向流过相比，使电流流过MOSFET的沟道的导通损耗更小。于是在本实施方式中，在流过回流电流的回流模式中，为了使流过体二极管的流过电流变小，具有该体二极管的一侧的MOSFET被控制为接通。[0090] 在回流模式中，在由图13的粗实线(c)所示的回流电流流过的定时，开关元件52被控制为接通。如果以这种方式进行控制，则如由图14的粗实线(e)所示，回流电流大多流过电阻值小的开关元件52的沟道侧。据此，减少了开关元件52中的导通损耗。另外，在由图13的粗虚线(d)所示的回流电流流过的定时，开关元件51被控制为接通。如果以这种方式进行控制，则如由图14的粗虚线(f)所示，回流电流大多流过电阻值小的开关元件51的沟道侧。据此减少了开关元件51中的导通损耗。

[0091] 如上述那样，在回流电流流过体二极管的定时，具有该体二极管的一侧的MOSFET被控制为接通，从而能够减少开关元件的损耗。因此，将MOSFET的形状设为表面安装型而做成能够在基板上散热的构造，另外通过以宽带隙半导体形成开关元件的一部分或全部，从而实现仅通过基板来抑制MOSFET的发热的构造。此外，由于如果能够仅通过基板散热，则不需要散热器，因此有助于使逆变器的尺寸变小，也能够使得产品的尺寸变小。[0092] 除了上述散热方法之外，通过将基板设置于风路中，也能够得到更进一步的散热效果。在此，风路是指像电动送风机那样使空气产生流动的风扇的周围的空间或电动送风机产生的风流动的通路。因为通过将基板设置于风路中，能够利用电动送风机产生的风来使基板上的半导体元件散热，因此能够大幅抑制半导体元件的发热。[0093] 接下来，对实施方式的马达驱动装置的应用例进行说明。图16为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的吸尘器的结构图。吸尘器61具备作为直流电源的电池67、图1所示的马达驱动装置2、由图1所示的单相马达12驱动的电动送风机64、集尘室65、传感器68、吸入口体63、延长管62和操作部66。电池67与图1所示的电源10相当。[0094] 使用吸尘器61的用户抓握操作部66，操作吸尘器61。吸尘器61的马达驱动装置2以电池67作为电源来驱动电动送风机64。电动送风机64被驱动，从而从吸入口体63进行灰尘的吸入，被吸入的灰尘经由延长管62汇集到集尘室65。[0095] 在吸尘器61中，电池67、电动送风机64及未图示的逆变器基板等多个发热部件密集于局部部位，并且为马达转速变动大的产品。当驱动像这样构成为多个发热部件密集的产品时，上述实施方式的控制方法是适合的。即，在吸尘器61中，由于电压振幅指令*与电池67的电压相应地降低，因此减少了流过多个发热部件的电流。因此，抑制了多个发热部件的发热，能够实现多个发热部件的寿命延长。另外，由于抑制了多个发热部件的发热，因此能够减少用于对多个发热部件产生的热量进行散热的散热部件。因此能够实现使吸尘器61的尺寸变小及重量变轻。另外，由于能够通过抑制电流的增加来最大限度地使用电池67的容量，因此能够延长吸尘器61的运行时间。[0096] 图17为具备本发明的实施方式的马达驱动装置的干手器的结构图。干手器90具备马达驱动装置2、壳体91、手检测传感器92、接水部93、排水容器94、盖96、传感器97、吸气口98及电动送风机95。在此，传感器97为陀螺仪传感器和人体感应器中的任意传感器。在干手器90中，通过将手插入位于接水部93的上部的手插入部99，从而水被由电动送风机95进行的送风吹走，被吹走的水在接水部93汇集之后，留存于排水容器94。

[0097] 与图16所示的吸尘器61同样地，干手器90为多个发热部件密集且马达转速变动大的产品。因此，在干手器90中，上述实施方式的控制方法也是适合的，能够得到与吸尘器61同样的效果。[0098] 图18为用于说明本发明的实施方式的马达驱动装置中的调制控制的图。该图的左侧示出了转数与调制率的关系。另外在该图的右侧示出了当调制率为1.0以下时的逆变器输出电压的波形和当调制率超过1.0时的逆变器输出电压的波形。一般而言，旋转体的负载转矩随着转数的增加而变大。因此，随着转数的增加，需要使马达输出转矩增加。另外，一般而言，马达输出转矩与马达电流成比例地增加，为了增加马达电流需要增加逆变器输出电压。因而，通过提高调制率使逆变器输出电压增加，能够使转数增加。[0099] 接下来，对本实施方式中的转数控制进行说明。此外，在以下的说明中，设想电动送风机作为负载，对电动送风机的运行范围进行如下区分。[0100] (A)低速旋转范围(低转数区域)：0[rpm]至10万[rpm][0101] (B)高速旋转范围(高转数区域)：10万[rpm]以上[0102] 此外，介于上述(A)和上述(B)间的区域为灰色区域，根据用途，有时被包含于低速旋转范围，也有时被包含于高速旋转范围。[0103] 首先，对低速旋转范围中的控制进行说明。在低速旋转范围中，将调制率设为1.0以下而进行PWM控制。此外，通过将调制率设为1.0以下来将马达电流控制为正弦波，能够实现马达的效率提高。此外，由于当在低速旋转范围和高速旋转范围中使得以相同载频进行工作时，载频变为与高速旋转范围相配的载频，因此在低速旋转范围中PWM脉冲倾向于增多得超过所需。因此，可以使用在低速旋转范围中使载频降低、使开关损耗降低的方法。另外，也可以进行控制以使载频与转数同步地变化从而避免脉冲数与转数相应地变化。[0104] 接下来，对高速旋转范围中的控制进行说明。在高速旋转范围中，调制率被设定为大于1.0的值。通过将调制率设为大于1.0，能够使逆变器输出电压增加，并且通过使逆变器内的开关元件所进行的开关次数降低，能够抑制开关损耗的增加。在此，由于调制率超过1.0而马达输出电压增加，但是由于开关次数降低，因此担心产生电流的失真。然而在高速旋转中，由于马达的电抗分量变大，马达电流的变化分量即di/dt变小，因此与低速旋转范围相比，电流失真变小，对于波形失真的影响变小。因而在高速旋转范围中，将调制率设定为大于1.0的值并且进行使开关脉冲数降低的控制。利用该控制，抑制了开关损耗的增加，能够实现效率提高。

[0105] 此外，如上所述，低速旋转范围与高速旋转范围的边界是模糊的。因此在控制部25中，设定了规定低速旋转范围与高速旋转范围的边界的第1转速，控制部25只要以在马达或负载的转速为第1转速以下时将调制率设定为1.0以下、在马达或负载的转速超过第1转速时设定为超过1的调制率的方式进行控制即可。[0106] 如以上说明的那样，在本实施方式中，对将马达驱动装置2应用于吸尘器61及干手器90的结构例进行了说明，马达驱动装置2能够应用于装配有马达的电气设备。装配有马达的电气设备为焚化炉、粉碎机、干燥机、集尘机、印刷设备、清洁设备、糖果设备、制茶设备、木工设备、塑料挤出机、纸板设备、包装设备、热风产生机、OA设备、电动送风机等。电动送风机为物品运输用、吸尘用或一般送风排风用的送风装置。[0107] 以上实施方式所示的结构为示出本发明的内容的一例，还能够与其它公知技术结合，在不脱离本发明主旨的范围内，还能够对结构的一部分进行省略、变更。